Как следует из названия, quadrature phase shift keying (QPSK) – квадратурная фазовая манипуляция является модификацией двоичной фазовой манипуляции - binary phase shift keying (BPSK). Вспомните, что метод BPSK на самом деле представляет собой DSBSC модуляцию с цифровым сообщением в качестве модулирующего сигнала. Важно отметить, что при BPSK модуляции информация передается последовательно бит за битом. QPSK также является разновидностью DSBSC модуляции, однако здесь передаются по два бита в течение каждого интервала времени, не используя другую несущую частоту.

В связи с тем, что при QPSK биты передаются парами, может возникнуть иллюзия, что скорость передачи в два раза выше, чем при BPSK. На самом деле, преобразование последовательности одиночных бит в последовательность сдвоенных бит обязательно снижает скорость передачи в два раза, что не позволяет получить выигрыш в скорости.

Тогда зачем этот метод модуляции нужен? Снижение в два раза скорости передачи сигналов методом QPSK позволяет занимать в два раз меньший участок радиочастотного спектра, чем BPSK сигнал. Это дает возможность увеличить количество абонентов в канале связи.

На рисунке 1 приведена блок-схема реализации математической модели QPSK модулятора.

На входе модулятора четные биты (с номерами 0, 2, 4 и т.д.) выделяются с помощью “расщепителя бит” из потока данных и перемножаются с несущей, формируя BPSK сигнал, обозначенный как PSKI. В то же время, нечетные биты (с номерами 1, 3, 5 и т.д.) также выделяются из потока данных и перемножаются с той же несущей, сдвинутой на 90°, формируя второй BPSK сигнал, обозначенный PSK Q . В этом и заключается принцип работы QPSK модулятора.

Перед передачей QPSK сигнала два BPSK сигнала просто складываются и, поскольку они имеют одну и ту же несущую частоту, эти сигналы занимают один и тот же участок спектра. Однако, для того чтобы разделить сигналы, несущие которых сдвинуты на 90º, требуется приемник с фазовым дискриминатором.

На рисунке 2 приведена блок-схема реализации математической модели QPSK демодулятора.

В приведенной схеме демодуляцию двух BPSK сигналов независимо и одновременно осуществляют два детектора на основе умножителей. На выходах детекторов появляются пары битов исходных данных, которые с помощью компаратора очищаются от искажений, и собираются в исходную последовательность с помощью 2-разрядного параллельно-последовательного преобразователя.

Чтобы понять, каким образом каждый детектор выделяет только один BPSK сигнал, а не оба вместе, вспомните, что детектирование DSBSC сигналов обладает “чувствительностью” к фазовому сдвигу. Таким образом, прием сообщения будет оптимальным, только в том случае, если несущие колебания передатчика и приемника будут точно совпадать по фазе. Важно отметить, что при фазовом рассогласовании 90º прием сообщения становится невозможным, т.к. амплитуда восстановленного сигнала становится равной нулю. Другими словами, сообщение полностью подавляется.

QPSK демодулятор данное обстоятельство превращает в преимущество. Обратите внимание, что детекторы произведения на рисунке 2 используют одну несущую, но для одного из детекторов несущая сдвинута на 90°. В этом случае один детектор восстанавливает данные из одного BPSK сигнала, одновременно подавляя другой BPSK сигнал, а второй детектор восстанавливает второй BPSK сигнал, подавляя первый BPSK сигнал.

Рассмотрим открытий цикл регулирования мощности (менее точный). Подвижная станция после включения ищет сигнал базовой станции. После синхронизации подвижной станции по этому сигналу производится замер его мощности и вычисляется мощность передаваемого сигнала, необходимая для обеспечения соединения с базовой станцией. Вычисления основываются на том, что сумма уровней предполагаемой мощности излучаемого сигнала и мощности принятого сигнала должна быть постоянна и равна 73 дБ. Если уровень принятого сигнала, например, равен 85 дБ, то уровень излученной мощности должен быть равен ± 12 дБ. Этот процесс повторяется каждые 20 мс, но он все же не обеспечивает желаемой точности регулировки мощности, так как прямой и обратный каналы работают в разных частотных диапазонах (разнос частот 45 МГц) и, следовательно, имеют различные уровни затухания при распространении и по-разному подвержены воздействию помех.

Рассмотрим процесс регулирования мощности при замкнутом цикле. Механизм регулирования мощности при этом позволяет точно отрегулировать мощность передаваемого сигнала. Базовая станция постоянно оценивает вероятность ошибки в каждом принимаемом сигнале. Если она превышает программно заданный порог, то базовая станция дает команду соответствующей подвижной станции увеличить мощность излучения. Регулировка осуществляется с шагом 1 дБ. Этот процесс повторяется каждые 1,25 мс. Цель такого процесса регулирования заключается в том, чтобы каждая подвижная станция излучала сигнал минимальной мощности, которая достаточна для обеспечения приемлемого качества речи. За счет того, что все подвижные станции излучают сигналы необходимой для нормальной работы мощности, и не более; их взаимное влияние минимизируется, и абонентская емкость системы подрастает.

Подвижные станции должны обеспечивать регулирование выходной мощности в широком динамическом диапазоне – до 85 дБ.

6.2.12. Формирование QPSK сигнала

В системе CDMA IS-95 применяются квадратурная фазовая манипуляция

(QPSK – Quadrature Phase-shift Keying) базовой и смещенная QPSK в подвиж-

ных станциях. При этом информация извлекается путем анализа изменения фазы сигнала, поэтому фазовая стабильность системы - критичный фактор при обеспечении минимальной вероятности появления ошибки в сообщениях. Применение смещенной QPSK позволяет снизить требования к линейности усилителя мощности подвижной станции, так как амплитуда выходного сигнала при этом виде модуляции изменяется значительно меньше. До того, как интерференционные помехи будут подавлены методами цифровой обработки сигналов, они должны пройти через высокочастотный тракт приемника и не вызвать насыщения малошумящего широкополосного усилителя (МШУ) и смесителя. Это

заставляет разработчиков системы искать баланс между динамическими и шумовыми характеристиками приемника.

При квадратурной фазовой манипуляции двум битам соответствует 4 значения фазы излучаемого сигнала в зависимости от значений этих битов (рис. 6.39), то есть одним значением фазы можно передать сразу значение 2 битов.

Рис. 6.39. Диаграмма значений фазы при QPSK модуляции

Поток данных делится на четные и нечетные биты (рис. 6.40). Далее процесс идет параллельно в синфазном и квадратурном каналах. После преобразования в NRZ (non-return-to-zero – без возврата к нулю) кодере получается двухполярный сигнал (рис. 6.41). Затем сигнал модулируется с помощью двух ортогональных функций. После суммирования сигналов двух каналов получим квадратурно модулированный (QPSK) сигнал.

Рис. 6.40. Схема формирования QPSK сигнала

Рис. 6.41. Код без возврата к нулю

Модулированный сигнал во временной области показан на рис. 6.42 и представляет собой короткий отрезок случайной битовой последовательности. На рисунке видны фрагменты синусоиды и косинусоиды, используемые в синфазном и квадратурном каналах. На рисунке использована битовая последовательность: 1 1 0 0 0 1 1 0 , которая делится на последовательность четных и нечетных битов. Ниже показан суммарный QPSK сигнал.

Рис. 6.42. QPSK сигнал во временной области

На приемной стороне происходит обратный процесс (рис. 6.43). В каждом канале используется согласованный фильтр. Детектор соответствующего канала использует относительную величину порога для принятия решения: принят 0 или 1. Анализ идет по кадрам, соответствующим времени передачи одного символа.

В мобильный станциях используется смещенная квадратурная модуляция (OQPSK – Offset QPSK). В одном из каналов битовую последовательность задерживают на время, соответствующее половине длительности передаваемого символа. В этом случае составляющий синфазного и квадратурного каналов никогда не изменяют свой фазовый сдвиг одновременно (рис. 6.44). Максимальный скачок фазы составляет 90 градусов. Это делает флюктуации амплитуды сигнала значительно меньшими. Данный эффект

туды сигнала значительно меньшими. Данный эффект хорошо виден при сравнении с QPSK модуляцией той же битовой последовательностью (рис. 6.42).

Рис. 6.43. Демодуляций QPSK сигнала в приемнике

Рис. 6.44. ОQPSK сигнал во временной области

Передача сообщений в стандарте IS-95 осуществляется кадрами. Используемые принципы приема позволяют анализировать ошибки в каждом информационном кадре. Если количество ошибок превышает допустимый уровень, приводящий к недопустимому ухудшению качества речи, этот кадр стирается

(frame erasure).

С частотой ошибок или " частотой стирания битов " однозначно связано отношение энергии информационного символа к спектральной плотности шума Eo/No. На рис. 6.45 приведены зависимости вероятности ошибки в кадре (Prob. Frame Error) от величины отношения Eo/No для прямого и обратного каналов с учетом модуляции, кодирования и перемежения.

При увеличении количества активных абонентов в соте из-за взаимных помех отношение Eo/No снижается, а частота ошибок увеличивается. В этой связи разные фирмы принимают свои допустимые значения частоты ошибок. Например, фирма Motorola считает допустимой для CDMA IS-95 частоту ошибок в 1%, что соответствует с учетом замираний отношению Eo/No =7 – 8 дБ. При этом пропускная способность систем IS-95 в среднем в 15 раз превышает пропускную способность аналоговых систем AMPS.

Фирма Qualcomm за допустимую величину частоты ошибок принимает значение 3%. Это является одной из причин, по которым Qualcomm заявляет, что емкость CDMA IS-95 в 20 - 30 раз превышает емкость аналоговых AMPS.

Отношение Eo/No = 7 – 8 дБ и допустимая частота ошибок в 1% позволяет организовать 60 активных каналов на трехсекторную соту. Зависимость количества активных каналов связи (ТСН) для обратного канала от величины отношения Eo/No для 3-х секторной соты показана на рис. 6.46.

Рис.6.45. Зависимость вероятности ошибки в кадре от уровня сигнала

5. ОБЗОР ВИДОВ МОДУЛЯЦИИ

Преобразование несущего гармонического колебания (одного или нескольких его параметров) в соответствии с законом изменения передаваемой информационной последовательности называется модуляцией. При передаче цифровых сигналов в аналоговом виде оперируют понятием – манипуляция.

Способ модуляции играет основную роль в достижении максимально возможной скорости передачи информации при заданной вероятности ошибочного приема. Предельные возможности системы передачи можно оценить с помощью известной формулы Шеннона, определяющей зависимость пропускной способности С непрерывного канала с белым гауссовским шумом от используемой полосы частот F и отношения мощностей сигнала и шума Pс/Pш.

где PС - средняя мощность сигнала;

PШ - средняя мощность шума в полосе частот.

Пропускная способность определяется как верхняя граница реальной скорости передачи информации V. Приведенное выше выражение позволяет найти максимальное значение скорости передачи, которое может быть достигнуто в гауссовском канале с заданными значениями: ширины частотного диапазона, в котором осуществляется передача (DF) и отношения сигнал – шум (PС/РШ).

Вероятность ошибочного приема бита в конкретной системе передачи определяется отношением PС/РШ. Из формулы Шеннона следует, что возрастание удельной скорости передачи V/DF требует увеличения энергетических затрат (РС) на один бит. Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум показана на рис. 5.1.

Рисунок 5.1 – Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум

Любая система передачи может быть описана точкой, лежащей ниже приведенной на рисунке кривой (область В). Эту кривую часто называют границей или пределом Шеннона. Для любой точки в области В можно создать такую систему связи, вероятность ошибочного приема у которой может быть настолько малой, насколько это требуется .

Современные системы передачи данных требуют, чтобы вероятность необнаруженной ошибки была не выше величины 10-4…10-7 .

В современной цифровой технике связи наиболее распространенными являются частотная модуляция (FSK), относительная фазовая модуляция (DPSK), квадратурная фазовая модуляция (QPSK), фазовая модуляция со сдвигом (смещением), обозначаемая как O-QPSK или SQPSK, квадратурная амплитудная модуляция (QAM).

При частотной модуляции значениям «0» и «1» информационной последовательности соответствуют определенные частоты аналогового сигнала при неизменной амплитуде. Частотная модуляция весьма помехоустойчива, однако при частотной модуляции неэкономно расходуется ресурс полосы частот канала связи. Поэтому этот вид модуляции применяется в низкоскоростных протоколах, позволяющих осуществлять связь по каналам с низким отношением сигнал/шум.

При относительной фазовой модуляции в зависимости от значения информационного элемента изменяется только фаза сигнала при неизменной амплитуде и частоте. Причем каждому информационному биту ставится в соответствие не абсолютное значение фазы, а ее изменение относительно предыдущего значения.

Чаще применяется четырехфазная DPSK, или двукратная DPSK, основанная на передаче четырех сигналов, каждый из которых несет информацию о двух битах (дибите) исходной двоичной последовательности. Обычно используется два набора фаз: в зависимости от значения дибита (00, 01, 10 или 11) фаза сигнала может измениться на 0°, 90°, 180°, 270° или 45°, 135°, 225°, 315° соответственно. При этом, если число кодируемых бит более трех (8 позиций поворота фазы), резко снижается помехоустойчивость DPSK. По этой причине для высокоскоростной передачи данных DPSK не используется.

Модемы с 4-позиционной или квадратурной фазовой модуляцией используются в системах, в которых теоретическая спектральная эффективность устройств передачи BPSK (1 бит/(с·Гц)) недостаточна при имеющейся в наличии полосе частот. Различные методы демодуляции, используемые в системах BPSK, применяются также и в системах QPSK. Кроме прямого распространения методов двоичной модуляции на случай QPSK используется также 4-позиционная модуляция со сдвигом (смещением). Некоторые разновидности QPSK и BPSK приведены в табл. 5.1 .

При квадратурной амплитудной модуляции изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить количество кодируемых бит и при этом существенно повысить помехоустойчивость. В настоящее время используются способы модуляции, в которых число кодируемых на одном бодовом интервале информационных бит, может достигать 8…9, а число позиций сигнала в сигнальном пространстве – 256…512.

Таблица 5.1 – Разновидности QPSK и BPSK

Двоичная PSK	Четырехпозиционная PSK	Краткое описание
BPSK	QPSK	Обычные когерентные BPSK и QPSK
DEBPSK	DEQPSK	Обычные когерентные BPSK и QPSK с относительным кодированием и СВН
DBSK	DQPSK	QPSK с автокорреляционной демодуляцией (нет СВН)
FBPSK		BPSK или QPSK С запатентованным процессором Феера, пригодным для систем с нелинейным усилением QPSK со сдвигом (смещением) QPSK со сдвигом и относительным кодированием QPSK со сдвигом и запатентованным Феером процессорами QPSK с относительным кодированием и фазовым сдвигом на р/4

Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих - синусоидальной и косинусоидальной:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)

где x(t) и y(t) - биполярные дискретные величины.

Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам на несущих, сдвинутых на 90° друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название представления и метода формирования сигналов).

Поясним работу квадратурной схемы (рис. 5.2) на примере формирования сигналов QPSK.

Рисунок 5.2 – Схема квадратурного модулятора

Исходная последовательность двоичных символов длительностью Т при помощи регистра сдвига разделяется на нечетные импульсы Y, которые подаются в квадратурный канал (coswt), и четные - X, поступающие в синфазный канал (sinwt). Обе последовательности импульсов поступают на входы соответствующих формирователей манипулирующих импульсов, на выходах которых образуются последовательности биполярных импульсов x(t) и y(t).

Манипулирующие импульсы имеют амплитуду и длительность 2T. Импульсы x(t) и y(t) поступают на входы канальных перемножителей, на выходах которых формируются двухфазные фазомодулированные колебания. После суммирования они образуют сигнал QPSK.

Для приведенного выше выражения для описания сигнала характерна взаимная независимость многоуровневых манипулирующих импульсов x(t), y(t) в каналах, т.е. единичному уровню в одном канале может соответствовать единичный или нулевой уровень в другом канале. В результате выходной сигнал квадратурной схемы изменяется не только по фазе, но и по амплитуде. Поскольку в каждом канале осуществляется амплитудная манипуляция, этот вид модуляции называют амплитудной квадратурной модуляцией.

Пользуясь геометрической трактовкой, каждый сигнал QAM можно изобразить вектором в сигнальном пространстве.

Отмечая только концы векторов, для сигналов QAM получаем изображение в виде сигнальной точки, координаты которой определяются значениями x(t) и y(t). Совокупность сигнальных точек образует так называемое сигнальное созвездие.

На рис. 5.3 показана структурная схема модулятора, а на рис. 5.4 – сигнальное созвездие для случая, когда x(t) и y(t) принимают значения ±1, ±3 (QAM-4).

Рисунок 5.4 – Сигнальная диаграмма QAM-4

Величины ±1, ±3 определяют уровни модуляции и имеют относительный характер. Созвездие содержит 16 сигнальных точек, каждая из которых соответствует четырем передаваемым информационным битам.

Комбинация уровней ±1, ±3, ±5 может сформировать созвездие из 36 сигнальных точек. Однако из них в протоколах ITU-T используется только 16 равномерно распределенных в сигнальном пространстве точек.

Существует несколько способов практической реализации QAM-4, наиболее распространенным из которых является так называемый способ модуляции наложением (SPM). В схеме, реализующей данный способ, используются два одинаковых QPSK (рис. 5.5).

Используя эту же методику получения QAM, можно получить схему практической реализации QAM-32 (рис.5.6).

Рисунок 5.5 – Схема модулятора QAM-16

Рисунок 5.6 – Схема модулятора QAM-32

Получение QAM-64, QAM-128 и QAM-256 происходит таким же образом. Схемы получения этих модуляций не приводятся по причине их громоздкости.

Из теории связи известно, что при равном числе точек в сигнальном созвездии спектр помехоустойчивость систем QAM и QPSK различна. При большом числе точек сигналов спектр QAM идентичен спектру сигналов QPSK. Однако сигналы системы QAM имеют лучшие характеристики, чем системы QPSK. Основная причина этого состоит в том, что расстояние между сигнальными точками в системе QPSK меньше расстояния между сигнальными точками в системе QAM.

На рис. 5.7 представлены сигнальные созвездия систем QAM-16 и QPSK-16 при одинаковой мощности сигнала. Расстояние d между соседними точками сигнального созвездия в системе QAM с L уровнями модуляции определяется выражением:

(5.3)

Аналогично для QPSK:

(5.4)

где М – число фаз.

Из приведенных выражений следует, что при увеличении значения М и одном и том же уровне мощности системы QAM предпочтительнее систем QPSK. Например, при М=16 (L = 4) dQAM = 0.47 и dQPSK = 0.396, а при М=32 (L = 6) dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174 .

Таким образом, можно сказать, что QAM на много эффективнее по сравнению с QPSK, что позволяет использовать более многоуровневую модуляцию при одинаковом соотношении сигнал/шум. Поэтому можно сделать вывод, что характеристики QAM будут наиболее приближенными к границе Шеннона (рис.5.8) где: 1 – граница Шеннона, 2 – QAM, 3 – М-позиционная АРК, 4 – М-позиционная PSK .

Рисунок 5.8 - Зависимость спектральной эффективности различных модуляций от C/N

В общем случае М-позиционные системы QAM с линейным усилением, такие как 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, имеют спектральную эффективность выше, чем у QPSK с линейным усилением, имеющей теоретическую предельную эффективность 2 бит/(с∙Гц).

Одной из характерных особенностей QAM является малые значения внеполосной мощности (рис. 5.9) .

Рисунок 5.9 – Энергетический спектр QAM-64

Применение многопозиционной QAM в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах QAM используется совместно с решетчатым кодированием (ТСМ). Сигнальное созвездие ТСМ содержит больше сигнальных точек (позиций сигналов), чем требуется при модуляции без решетчатого кодирования. Например, 16-позиционная QAM преобразует в созвездие 32-QAM с решетчатым кодированием. Дополнительные точки созвездия обеспечивают сигнальную избыточность и могут быть использованы для обнаружения и исправления ошибок. Сверточное кодирование в сочетании с ТСМ вносит зависимость между последовательными сигнальными точками. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией. Выбранная определенным образом комбинация конкретной QAM помехоустойчивого кода носит название сигнально-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3 – 6 дБ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку.

Применение QAM-256 позволяет за 1 бод передавать 8 сигнальных состояний, то есть 8 бит. Это позволяет значительно увеличить скорость передачи данных. Так, при ширине диапазона передачи Df=45 кГц (как в нашем случае) за интервал времени 1/Df можно передать 1 бод, то есть 8 бит. Тогда максимальная скорость передачи по данному частотному диапазону составит

Поскольку в данной системе передача производиться по двум частотным диапазонам с одинаковой шириной, то максимальная скорость передачи данной системы составит 720 кбит/с.

Так как передаваемый поток бит содержит не только информационные биты, а и служебные, то информационная скорость будет зависеть от структуры передаваемых кадров. Кадры применяемые в данной системе передачи данных формируются на основе протоколов Ethernet и V.42 и имеют максимальную длину К=1518 бит, из которых КС=64 – служебные. Тогда информационная скорость передачи будет зависеть от соотношения информационных бит и служебных

Данная скорость превышает скорость, заданную в техническом задании. Поэтому можно сделать вывод, что выбранный способ модуляции удовлетворяет требованиям, поставленным в техническом задании.

Поскольку в данной системе передача осуществляется по двум частотным диапазонам одновременно, то требуется организация двух, параллельно работающих модуляторов. Но следует учитывать, что возможен переход работы системы с основных частотных диапазонов на резервные. Поэтому требуется генерация всех четырех несущих частот и управление ими. Синтезатор частот, предназначенный для генерации несущих частот, состоит из генератора опорного сигнала, делителей и высокодобротных фильтров. В качестве генератора опорных сигналов выступает кварцевый генератор прямоугольных импульсов (рис. 5.10).

Рисунок 5.10 - Генератор с кварцевой стабилизацией

С целью оценки состояния обеспечения безопасности информации; - управление допуском участников совещания в помещение; - организация наблюдения за входом в выделенное помещение и окружающей обстановкой в ходе проведения совещания. 2. основными средствами обеспечения защиты акустической информации при проведении совещания являются: - установка различных генераторов шума, мониторинг помещения на...

С применением полиграфических компьютерных технологий? 10. Охарактеризуйте преступные деяния, предусмотренные главой 28 УК РФ «Преступления в сфере компьютерной информации». РАЗДЕЛ 2. БОРЬБА С ПРЕСТУПЛЕНИЯМИ В СФЕРЕ КОМПЬЮТЕРНОЙ ИНФОРМАЦИИ ГЛАВА 5. КОНТРОЛЬ НАД ПРЕСТУПНОСТЬЮВ СФЕРЕ ВЫСОКИХ ТЕХНОЛОГИЙ 5.1 Контроль над компьютерной преступностью в России Меры контроля над...

Квадратурная фазовая модуляция QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) является четырехуровневой фазовой модуляцией (M = 4 ), при которой фаза ВЧ колебания может принимать четыре различных значения с шагом, равным

π / 2 . Каждое	значение фазы	модулированного сигнала
содержит два бита информации. Поскольку				абсолютные
значения фаз	не имеют значения, выберем
± π 4, ± 3 π 4 .	Соответствие		значениями
модулированного сигнала ± π 4, ± 3 π 4			и передаваемыми

дибитами информационной последовательности 00, 01, 10, 11 устанавливается кодом Грея (см. рис.3.13) или какимлибо иным алгоритмом. Очевидно, что значения модулирующего сигнала при QPSK модуляции изменяются в два раза реже, чем при BPSK модуляции (при одинаковой скорости передачи информации).

Комплексная огибающая g (t ) при QPSK модуляции

представляет собой псевдослучайный полярный baseband сигнал, квадратурные компоненты которого, согласно

(3.41), принимают численные значения ± 1 2 . При этом

длительность каждого символа комплексной огибающей в два раза больше, чем символов в исходном цифровом модулирующем сигнале. Как известно, спектральная плотность мощности многоуровневого сигнала совпадает со спектральной плотностью мощности бинарного сигнала при

M = 4 и, следовательно, T s = 2T b . Соответственно спектральная плотность мощности QPSK сигнала (для

положительных частот) на основании уравнения (3.28) определяется выражением:

P(f ) = K × {	sin 2
	p×(f - f		) × 2 ×T

Из уравнения (3.51) следует, что расстояние между первыми нулями в спектральной плотности мощности QPSK сигнала равно D f = 1 T b , что в два раза меньше, чем

для модуляции BPSK. Другими словами, спектральная эффективность квадратурной QPSK модуляции в два раза выше, чем бинарной фазовой модуляции BPSK.

						cos(ωc t )
	Формирующий
w(t)	Формирователь
	квадратурных			Сумматор
	компонент
		I(t)				sin(ωc t )
	Формирующий

Рис .3.15 . Квадратурный модулятор QPSK сигнала

Функциональная схема квадратурного QPSK модулятора показана на рис.3.15. На преобразователь кода поступает цифровой сигнал со скоростью R . Преобразователь кода формирует квадратурные компоненты комплексной

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

огибающей в соответствии с табл.3.2 со скоростью, в два раза меньшей по сравнению с исходной. Формирующие фильтры обеспечивают заданную полосу частот модулирующего (и соответственно модулированного) сигнала. Квадратурные компоненты несущей частоты поступают на ВЧ перемножители от схемы синтезатора частоты. На выходе сумматора имеет место результирующий модулированный QPSK сигнал s (t ) в

соответствии с (3.40).

Таблица 3.2

Формирование QPSK сигнала

cos[θk ]

sin[θk ]

компонента

I -компонента

Сигнал QPSK, так же как и сигнал BPSK, не содержит в своем спектре несущей частоты и может быть принят только с помощью когерентного детектора, который является зеркальным отражением схемы модулятора и

s(t)
		cos(ωc t )
					восстановления
					цифрового
		sin(ωc t )

I(t)

Рис .3.16 . Квадратурный демодулятор QPSK сигнала

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

показан на рис.3.16.

3.3.4. Дифференциальная бинарная фазовая модуляция DBPSK

Принципиальное отсутствие несущей частоты в спектре модулированного сигнала в некоторых случаях приводит к неоправданному усложнению демодулятора в приемнике. QPSK и BPSK сигналы могут быть приняты только когерентным детектором, для реализации которого необходимо либо передавать наравне с сигналом еще и опорную частоту, либо реализовать в приемнике специальную схему восстановления несущей. Существенное упрощение схемы детектора достигается в том случае, когда фазовая модуляция реализуется в дифференциальной форме DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).

Идея дифференциального кодирования состоит в том, чтобы передавать не абсолютное значение информационного символа, а его изменение (или не изменение) относительно предыдущего значения. Другими словами, каждый последующий передаваемый символ содержит в себе информацию о предыдущем символе. Тем самым для извлечения исходной информации при демодуляции в качестве опорного сигнала можно использовать не абсолютное, а относительное значение модулируемого параметра несущей частоты. Алгоритм дифференциального бинарного кодирования описывается следующей формулой:

d k =

m k Å d k −1

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

где { m k } - исходная бинарная последовательность; {d k }-

результирующая бинарная последовательность; Å - символ сложения по модулю 2.

Пример дифференциального кодирования показан в табл.3.3.

								Таблица 3.3
Дифференциальное кодирование бинарного
		цифрового сигнала
{d k
{d k

Аппаратно дифференциальное кодирование реализуется в виде схемы задержки сигнала на временной интервал, равный длительности одного символа в бинарной информационной последовательности и схемы сложения по модулю 2 (рис.3.17).

		Логическая схема
		d k =
			m k Å d k −1

Линия задержки

Рис .3.17. Дифференциальный кодер DBPSK сигнала

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

Дифференциальный некогерентный детектор DBPSK сигнала на промежуточной частоте показан на рис.3.18.

Детектор осуществляет задержку принятого импульса на один символьный интервал, а затем перемножение полученного и задержанного символов:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .

После фильтрации с помощью ФНЧ или согласованного

Очевидно, что ни временная форма комплексной огибающей, ни спектральный состав дифференциального DВPSK сигнала не будут отличаться от обычного BPSK сигнала.

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

3.3.5. Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция π/4 DQPSK

Модуляция π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) является формой дифференциальной фазовой модуляции, специально разработанной для четырехуровневых QPSK сигналов. Сигнал этого вида модуляции может быть демодулирован некогерентным детектором, как это свойственно сигналам DBPSK модуляции.

Отличие дифференциального кодирования в π/4 DQPSK модуляции от дифференциального кодирования в DBPSK модуляции состоит в том, что передается относительное изменение не модулирующего цифрового символа, а модулируемого параметра, в данном случае фазы. Алгоритм формирования модулированного сигнала поясняется табл.3.4.

Таблица 3.4

Алгоритм формирования сигнала π/4 DQPSK

Информацион
ный дибит
Приращение	ϕ = π 4	ϕ = 3 π 4	ϕ = −3 π 4		ϕ = − π 4
фазового угла
Q -компонента		Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 +
I -компонента		I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 +

Каждому дибиту исходной информационной последовательности ставится в соответствие приращение фазы несущей частоты. Величина приращения фазового угла кратна π/4. Следовательно, абсолютный фазовый угол θ k может принимать восемь различных значений с шагом

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

π/4, а каждая квадратурная компонента комплексной огибающей - одно из пяти возможных значений:

0, ±1 2 , ±1 . Переход от одной фазы несущей частоты к другой можно описать с помощью диаграммы состояний на рис.3.13 для M = 8 поочередным выбором абсолютного значения фазы несущей частоты из четырехпозиционных

Блок-схема π/4 DQPSK модулятора показана на рис.3.19. Исходный бинарный цифровой модулирующий сигнал поступает в преобразователь код-фаза. В преобразователе после задержки сигнала на один символьный интервал определяется текущее значение дибита и соответствующее ему приращение фазы φ k несущей частоты. Это

приращение фазы поступает на вычислители квадратурных I Q компонент комплексной огибающей (табл.3.3). Выход

I Q вычислителей представляет собой пятиуровневый

	цифровой сигнал с длительностью импульсов, в два раза
			Q = cos(θk –1 + Δφ)			Формирующий фильтр
									cos(ωc t )
			Δφk
wk (t)
			Преобразователь
			Δφk
									sin(ωc t )
			I = sin(θk –1 + Δφ)			Формирующий фильтр
			Рис .3.19 . Функциональная схема π/4 DQPSK модулятора

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

превышающей длительность импульсов исходного бинарного цифрового сигнала. Далее квадратурные I (t ), Q (t ) компоненты комплексной огибающей проходят

формирующий фильтр и поступают на высокочастотные перемножители для формирования квадратурных компонент высокочастотного сигнала. На выходе высокочастотного сумматора имеет место полностью сформированный

π/4 DQPSK сигнал.

Демодулятор π/4 DQPSK сигнала (рис.3.20) предназначен для детектирования квадратурных компонент модулирующего сигнала и имеет структуру, похожую на структуру демодулятора DBPSK сигнала. Входной ВЧ сигнал r (t ) = cos(ω c t + θ k ) на промежуточной частоте

rI (t)

r(t)

Задержка τ = T s

Решающее w(t) устройство

Сдвиг фазы Δφ = π/2

rQ (t)

Рис .3.20 . Демодулятор π/4 DQPSK сигнала на промежуточной частоте

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

поступает на вход схемы задержки и ВЧ перемножители. Сигнал на выходе каждого перемножителя (после удаления высокочастотных компонент) имеет вид:

	r I (t ) = cos(w c t + q k ) × cos(w c t + q k −1 ) = cos(Df k );
	r Q (t ) = cos(w c t + q k ) × sin(w c t + q k −1 ) = sin(Df k ).

Решающее устройство анализирует baseband сигналы на выходе каждого ФНЧ. Определяется знак и величина приращения фазового угла, а, следовательно, и значение принятого дибита. Аппаратурная реализация демодулятора на промежуточной частоте (см. рис.3.20) является не простой задачей из-за высоких требований к точности и стабильности высокочастотной схемы задержки. Более распространен вариант схемы демодулятора π/4 DQPSK сигнала с непосредственным переносом модулированного сигнала в baseband диапазон, как это показано на рис.3.21.

r(t)						r11 (t)				rQ (t)
					τ = T s
	cos(ωc t + γ)		r1 (t)			r12 (t)					rI (t)
						r21 (t)

sin(ωc t + γ)
	r2 (t)
	r22 (t)
	τ = T s

Рис .3.21 . Демодулятор π/4 QPSK сигнала в baseband диапазоне

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

Непосредственный перенос модулированного сигнала в baseband диапазон позволяет реализовать полностью

переноса спектра модулированного колебания в baseband диапазон. Опорные сигналы, также поступающие на входы ВЧ перемножителей, не синхронизированы по фазе с несущей частотой модулированного колебания. В результате baseband сигналы на выходе фильтров низкой частоты имеют произвольный фазовый сдвиг, который считается постоянным в течение символьного интервала:

		(t ) = cos(w c t + q k ) × cos(w c t + g ) = cos(q k - g );
	r 2 (t ) = cos(w c t + q k ) × sin(w c t + g ) = sin(q k - g ),

где γ - сдвиг фазы между принимаемым и опорным сигналами.

Демодулированные baseband сигналы поступают на две схемы задержки и четыре baseband перемножителя, на выходах которых имеют место следующие сигналы:

r 11 (t ) = cos(q k - g ) × cos(q k −1 - g );
r 22 (t ) = sin(q k - g ) × sin(q k −1 - g );
r 12 (t ) = cos(q k - g ) × sin(q k −1 - g );

r 21 (t ) = sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ).

В результате суммирования выходных сигналов перемножителей исключается произвольный фазовый сдвиг γ, остается только информация о приращении фазового угла несущей частоты Δφ:

Dj k );

r I (t ) = r 12 (t ) + r 21 (t ) =

R 12 (t ) = cos(q k - g ) × sin(q k −1 - g ) + r 21 (t ) =

Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).

Реализация схемы задержки в baseband диапазоне и

последующая цифровая обработка демодулированного сигнала существенно повышают стабильность работы схемы и достоверность приема информации.

3.3.6. Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция

Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) является частным случаем квадратурной модуляции QPSK. Огибающая несущей частоты QPSK сигнала теоретически постоянна. Однако при ограничении полосы частот модулирующего сигнала свойство постоянства амплитуды фазомодулированного сигнала утрачивается. При передаче сигналов с BPSK или QPSK модуляцией изменение фазы на символьном интервале может быть величиной π или p 2 . Интуитивно

понятно, что чем больше мгновенный скачок фазы несущей, тем больше сопутствующая АМ, возникающая при ограничении спектра сигнала. В самом деле, чем больше величина мгновенного изменения амплитуды сигнала при изменении его фазы, тем большую величину имеют гармоники спектра, соответствующего этому временному скачку. Другими словами, при ограничении спектра сигнала

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

величина возникающей внутренней АМ будет пропорциональна величине мгновенного скачка фазы несущей частоты.

В QPSK сигнале можно ограничить максимальный скачок фазы несущей, если использовать временной сдвиг величиной T b между Q и I каналами, т.е. ввести элемент

задержки величиной T b в канал Q или I . Использование

временного сдвига приведет к тому, что полное необходимое изменение фазы будет происходить в два этапа: сначала изменяется (или не изменяется) состояние одного канала, затем другого. На рис.3.22 показана последовательность модулирующих импульсов Q (t ) и I (t ) в

квадратурных каналах для обычной QPSK модуляции.

Q(t)

I(t)

I(t– Tb )

2T s

Рис .3.22 . Модулирующие сигналы в I/Q каналах при QPSK

и OQPSK модуляции

Длительность каждого импульса равна T s = 2 T b . Изменение фазы несущей при изменении любого символа в I или Q

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

Посетовал на отсутствие статей описывающей физическую сторону передачи информации по радио каналу.
Мы решили исправить это упущение и написать цикл постов о беспроводной передаче данных.
В первом из них мы расскажем о главном аспекте передачи информации посредством радиосигнала – модуляции.

Модуля́ция (лат. modulatio - размерность) - процесс изменения одного или нескольких параметров высокочастотного несущего колебания по закону низкочастотного информационного сигнала.
Передаваемая информация заложена в управляющем сигнале, а роль переносчика информации выполняет высокочастотное колебание, называемое несущим.
Модуляция может осуществляться изменением амплитуды, фазы или частоты высокочастотной несущей.
Эта техника дает несколько важных преимуществ:

1. Позволяет сформировать радиосигнал, который будет обладать свойствами соответствующими свойствам несущей частоты. О свойствах волн разных частотных диапазонов можно почитать, например, .
2. Позволяет использовать антенны малого размера, ведь размер антенны должен быть пропорционален длине волны.
3. Позволяет избежать интерференции с другими радиосигналами.

Передаваемый в сетях WiMax поток данных соответствует частоте в районе 11 кГц. Если мы попробуем передавать этот низкочастотный сигнал по воздуху, нам понадобится антенна следующих размеров:

Антенна длинной 24 километра не кажется достаточно удобной в использовании.
Если же мы будем передавать этот сигнал наложенным на несущую частоту в 2.5 ГГц (частота используемая в Yota WiMax), то нам понадобится антенна длиной 12 см.

Аналоговая модуляция.

Прежде чем перейти непосредственно к цифровой модуляции, приведу картинку, иллюстрирующую аналоговую AM (амплитудную) и FM (частотную) модуляцию, которая освежит у многих школные познания:


исходный сигнал


AM (амплитудная модуляция)


FM (частотная модуляция)

Цифровая модуляция и ее типы.

В цифровой модуляции аналоговый несущий сигнал модулируется цифровым битовым потоком.
Существуют три фундаментальных типа цифровой модуляции (или шифтинга) и один гибридный:

1. ASK – Amplitude shift keying (Амплитудная двоичная модуляция).
2. FSK – Frequency shift keying (Частотая двоичная модуляция).
3. PSK – Phase shift keying (Фазовая двоичная модуляция).
4. ASK/PSK.

Упомяну, что существует традиция в русской терминологии радиосвязи использовать для модуляции цифровым сигналом термин «манипуляция».

В случае амплитудного шифтинга амплитуда сигнала для логического нуля может быть (например) в два раза меньше логической и единицы.
Частотная модуляция похожим образом представляет логическую единицу интервалом с большей частотой, чем ноль.
Фазовый шифтинг представляет «0» как сигнал без сдвига, а «1» как сигнал со сдвигом.
Да, тут мы как раз имеем дело со «сдвигом по фазе»:)
Каждая из схем имеет свои сильные и слабые стороны.

• ASK хороша с точки зрения эффективности использования полосы частот, но подвержена искажениям при наличии шума и недостаточно эффективна с точки зрения потребляемой мощности.
• FSK – с точностью до наоборот, энергетически эффективна, но не эффективно использует полосу частот.
• PSK – хороша в обоих аспектах.
• ASK/PSK – комбинация двух схем. Она позволяет еще лучше использовать полосу частот.

Самая простая PSK схема (показанная на рисунке) имеет собственное название - Binary phase-shift keying. Используется единственный сдвиг фазы между «0» и «1» - 180 градусов, половина периода.
Существуют также QPSK и 8-PSK:
QPSK использует 4 различных сдвига фазы (по четверти периода) и может кодировать 2 бита в символе (01, 11, 00, 10). 8-PSK использует 8 разных сдвигов фаз и может кодировать 3 бита в символе.

Одна из частных реализаций схемы ASK/PSK которая называется QAM - Quadrature Amplitude Modulation (квадратурная амплитудная модуляция (КАМ). Это метод объединения двух AM-сигналов в одном канале. Он позваляет удвоить эффективную пропускную способность. В QAM используется две несущих с одинаковой частотой но с разницей в фазе на четверть периода (отсюда и возникает слово квадратура). Более высокие уровни QAM строятся по тому же принципы, что и PSK. Если вас интересуют детали, вы без труда можете их найти в сети.
Теоретическая эффективность использования полосы пропускания:

Формат	Эффективность (бит/с/Гц)
BPSK	1
QPSK	2
8-PSK	3
16-QAM	4
32-QAM	5
64-QAM	6
256-QAM	8

Чем сложнее схема модуляции, тем более пагубное воздействие на нее оказывают искажения при передаче, и тем меньше расстояние от базовой станции, на котором сигнал может быть успешно принят.
Теоретически возможны PSK и QAM схемы еще более высокого уровня, но на практике при их использовании возникает слишком большое количество ошибок.
Теперь, когда мы рассмотрели основные моменты, можно написать какие схемы модуляции применяются в сетях WiMax.

Модуляция сигнала в сетях WiMax.

В WiMax используется «динамическая адаптивная модуляция», которая позволяет базовой станции делать выбор между пропускной способностью и максимальным расстоянием до приемника. Чтобы увеличить дальность, базовая станция может переключиться между 64-QAM, 16-QAM и QPSK.

Заключение.

Я надеюсь, что у меня получилось соблюсти баланс между популярностью изложения и техничностью содержания. Если данная статья окажется востребованной, я продолжу работать в этом направлении. Технология WiMax имеет множество нюансов, о которых можно рассказать.